Power Electronics

Доброго времени суток уважаемые форумчане!
Спасибо огромнейшее valvol!!!
Разбираюсь с выложенной Вами информацией. Пытаюсь в голове расставить "полюса" и "нули". :-)
Возникло несколько вопросов:
1. Опечатка в файле модели разомкнутой системы регулирования Draft2_vv.asc,
номинал конденсатора C2 в модели усилителя ошибки указан 1.59n вместо 15.9n
2. Почему коэффициент передачи ИНУН в модели усилителя ошибки задан не таблицей а одним значением?
3. Резисторы R2, R4, R5 и R6 имитируют входное сопротивление усилителей? Чем обусловлен их выбор?

К файлу ATX.asc подцепил компоненты winding, TL494 из вашей библиотеки, а TL071 попытаюсь добавить сам, так как в библиотеке его не нашел.
Или выложите,пожалуйста, на форум.

Я делал схему управления этим источником питания на ОУ LM324. Усилитель сигнала шунта также был построен по дифференциальной схеме.
Но весьма плотно столкнулся с неустойчивостью. :-( Экспериментов было много... Хорошо хоть не было серьезных разрушений...

С уважением Driba.

Никакой опечатки нет. Если резистор 1meg, то конденсатор 15.9nF, а если резистор 10meg, то конденсатор 1.59nF.

В модели TL494 необходимо имитировать поведение реального усилителя ошибки. Например, реальный усилитель не может выдавать на выходе отрицательное напряжение или напряжение выше 4.5 вольт. В малосигнальной модели все эти нюансы соблюдать не требуется. Более того, табличное задание коэффициента передачи вносит нелинейность в районе нуля.

Обычно входное сопротивление операционного усилителя находится в диапазоне 1...10 МОм.

Дополнение TI в библиотеку EXTRA. Просто разархивировать в папку EXTRA.

Усилитель работает с очень маленькими напряжениями и поэтому, при неверном исполнении, может стать источником нестабильности. Поэтому раньше я уже советовал использовать датчик тока на эффекте Холла. Он гальванически отвязан от измерительной цепи и имеет значительно больший выходной сигнал. Однако у шунта также есть шанс. Просто усилитель сигнала необходимо располагать в непосредственной близости к шунту, использовать сплошную заливку медью, соблюдать типовые требования к монтажу импульсных источников питания.

Чтобы обезопасить себя от неожиданностей, надо прежде всего и в обязательном порядке реализовать защиту по току.

_________________
"Древние украли все наши лучшие идеи!"
- Марк Твен.

Настало время рассмотреть процесс создания цепей коррекции для канала регулирования напряжения.
На рисунке ниже представлена соответствующая малосигнальная модель преобразователя, работающего в режиме CCM, для канала "управления-выход".



По большому счету эта модель не сильно отличается от подобной модели для режима регулировки тока. Отличие заключается в том, что выходной сигнал out снимается с резистивного делителя напряжения R5,R6. Величина нагрузочного резистора Rload соответствует работе при максимальном выходном напряжении 30 В и максимальной выходной мощности 200 Вт. Так же как и в случае с регулировкой тока, здесь исследуется самая "высокая" ЛАЧХ, соответствующая максимальному напряжению сети Vin.rms = 240 В.
ЛАЧХ имеет три выраженных участка:
1. Горизонтальный низкочастотный участок с уровне 8.4 дБ;
2. Среднечастотный участок, имеющий наклон -40 дБ/дек.;
3. Высокочастотный участок, имеющий наклон -20 дБ/дек.

Примечание: В данном месте стоит заметить, что практически все реально существующие ЛАЧХ могут аппроксимироваться линиями, имеющими нулевой наклон (0 дБ/дек), а также линиями, имеющими наклон кратный 20 дБ/дек (20, 40, 60 ...).

Частота, в которой наклон увеличивается (становиться более отрицательным), называется частотой полюса, а частота в которой происходит обратный процесс, называется частотой нуля.



Зачастую ЛАЧХ схемы можно рассчитать. Порассуждаем, как это можно сделать для нашей схемы.
Очевидно, на очень низких частотах, реактивные компоненты L1,C1 не оказывают какого-то влияния и поэтому там ЛАЧХ имеет горизонтальный вид. Её уровень определяется коэффициентом передачи k ИНУН, а также коэффициентом передачи двух делителей напряжения. Первый делитель, имеющий коэффициент передачи Kd, образуется внутренним сопротивлением R дросселя L1 и сопротивлением нагрузки Rload. Второй делитель напряжения, имеющий коэффициент передачи Kr, образуется резисторами R5,R6. Значения этих коэффициентов можно найти по следующим формулам:
K = Vin.rms * sqrt(2) * N2 / (2 * N1 * Vramp) = 240 * sqrt(2) * 12 / (2 * 40 * 3.2) = 15.91
Где:
Vin.rms - действующее значение сетевого напряжения;
Vramp - размах (p-p) пилообразного напряжения на ножке CT контроллера TL494;
N1 - количество витков первичной обмотки трансформатора;
N2 - тоже для вторичной обмотки трансформатора.

Kd = Rload / (Rload + R) = Kd = 4.5 / (4.5 + 0.035) = 0.99

Kr = R6 / (R5 + R6) = 20 / (100 + 20) = 0.1667

Общий коэффициент передачи на низкой частоте определяется по формуле:
K(дБ) = 20 log (K * Kd * Kr) = 20 log (15.91 * 0.99 * 0.1667) = 8.4 дБ

Горизонтальный участок простирается вплоть до частоты Fpp (двойной полюс), которая является частотой резонанса контура L1,C1:
Fpp = 1 / (2 * pi * sqrt(L1 * C1)) = 1 / (2 * pi * sqrt(0.000173 * 0.001)) = 382.6 Гц

После Fpp ЛАЧХ заваливается с наклоном -40 дБ/дек.
Этот наклон продолжается до частоты нуля Fz, где реактивное сопротивление конденсатора C1 становится равным его внутреннему сопротивлению Resr. Частоту Fz можно найти по формуле:
Fz = 1 / (2 * pi * Resr * C) = 1 / (2 * pi * 0.052 * 0.001) = 3096 Гц

После этой частоты, наклон ЛАЧХ уменьшается до -20 дБ/дек.
Моделирование подтверждает расчеты с высокой точностью. В принципе, с расчетами можно не заморачиваться, а сразу ориентироваться на результаты моделирования. Преимущество расчетов в том. что они позволяют получить точные значения.

_________________
"Древние украли все наши лучшие идеи!"
- Марк Твен.

Конструирование компенсатора

Цель - придать ЛАЧХ наклон -20 дБ/дек. Для этого придется использовать регулятор, содержащий пропорциональное, интегральное (из 0 дБ/дек сделать -20 дБ/дек) и дифференциальное (из -40 дБ/дек сделать -20 дБ/дек) звенья (ПИД). В иностранной литературе, применительно к источникам питания, называется компенсатором 3-го типа.
Рассчитаем величины компонентов компенсатора:
C3 = 1 / (2 * pi * Fpp * R5) = 1 / (2 * pi * 382.6 * 100000) = 4.84 нФ
Выберем значение из стандартного ряда C3 = 4.7 нФ
R7 = 1 / (2 * pi * Fz * C3) = 1 / (2 * pi * 3096 * 0.0000000047) = 11 кОм
Частота единичного усиления выбирается такой же как и для компенсатора тока F1 = Fsw / 5 = 32000 / 5 = 6400 Гц.
Вставляем рассчитанные компоненты в модель, запускаем моделирование и смотрим уровень сигнала V(out) на частоте F1. Этот уровень пока равен -21.29 дБ. Соответственно усилитель компенсатора должен сместить ЛАЧХ вверх на 21.29 дБ, что эквивалентно коэффициенту усилению пропорциональной части Kp = 11.6. При известном R1, рассчитаем величину R3:
R3 = R1 * (Kp - 1) = 10000 * (11.6 - 1) = 106 кОм.
Выберем ближайшее стандартное значение R3 = 110 кОм.
Теперь рассчитаем конденсатор интегратора:
C4 = 1 / (2 * pi * Fpp * R3) = 1 / (2 * pi * 382.6 * 110000) = 4.3 нФ
Встраиваем компенсатор в источник питания

На картинке демонстрируется реакция источника на скачек нагрузки.
В отличие от предварительного варианта, в данном случае напряжение задания канала напряжения vcv меняется в диапазоне 0...5 В, что соответствует изменению выходного напряжения в диапазоне 0...30 В.
Модель источника питания.

_________________
"Древние украли все наши лучшие идеи!"
- Марк Твен.

Доброго времени суток.

Проектирую обратноходовой преобразователь, однако столкнулся проблемой самовозбуждения. Обратную связь я предварительно промоделировал, и вроде бы теоретически проблем быть не должно.

Источник питания сделан на микросхеме UCC28C42, т.е. управление по пиковому току. Привожу схему без лишних подробностей.
https://sun7-13.userapi.com/s/v1/ig2/5JwwkIDhJDHjabYiWIxD44FvTIfZIHrdHXoTCpNkM44NzOpkPeEjmN8ThX5gE5jWS_nb4C3km8PDRTixRUbMkUBY.jpg?size=2560x1361&quality=96&type=album

Для начала построил АЧХ силового тракта (от выхода усилителя ошибки до выхода источника)
https://sun9-14.userapi.com/s/v1/ig2/Wd37thoUoCTcwayUw6wD7nYbZ0tWyyIk-pOUXhLUfajc_erZw88RLbiWv_ajL2tEBHe_pzoN3Enzj1xsUFePCb_w.jpg?size=1920x1050&quality=96&type=album

Считал, что средний ток выходящий с трансформатора - это пиковый ток, учёл скважность, помножив на (1-D). Так же учёл коэффициент трансформации силового трансформатора (23/5) и шунт пересчитал с учётом трансформатора тока (100), и поделил на 3, так как в ШИМ-контроллере перед компаратором стоит делитель 2R:R.

Выходные конденсаторы 10SVP560 (560икФ и ESR 13мОм), керамика 10 мкФ имеет ESR около 0,1 Ом на частоте 10кГц, судя по simsurfing murata.

Затем добавил TL431, стремясь получить АЧХ петлевого усиления, похожую на АЧХ интегратора (равномерный спад 20дБ/дек) и частоту единичного усиления около 1кГц.
https://sun7-8.userapi.com/s/v1/ig2/sodY3Q3C_pCdtTL-KvEFZA012DydYvsZzrNJbsijz3aNto1J-ob3EGQBuU4EqJaDibviSC8m2XMi_uK1lNbXn3Ps.jpg?size=1920x1050&quality=96&type=album

Transient симуляция даёт устойчивое поведение.
https://sun9-80.userapi.com/s/v1/ig2/LtlsoMcuU-WHFf6fnnZq9AhiXjcJaBOA4GMAuYe23I0tyT8sFmP_gcWL8fGOgkBRwxINhpAH1Et8hcxXpwv7FA-G.jpg?size=1920x1050&quality=96&type=album
Однако в реальной жизни наблюдается самовозбуждение на частоте около резонансной частоты LC-фильра. Что довольно странно, ведь, судя по модели, запас по усилению у меня на той частоте около 15дБ... Попытки решить эту проблему изменением номиналов к успеху не привели, остановить самовозбуждение всё же удалось путём установки конденсатора 1000пФ параллельно резистору R5 на схеме. Более того, значительного улучшения переходного процесса удалось добиться когда я оставил только конденсатор 0,01мк в обратной связи TL431.

Однако если собрать такую схему в симуляторе, получится самовозбуждение :((
https://sun9-32.userapi.com/s/v1/ig2/JXaOLUahthyfOfKjiFX4TtzZ1L-Zp2pb3FSt2efYXBU_YbW5PFc_kKF_IE5ps4C4T2kPLxGLLYT27JQkpoyEaA5Y.jpg?size=1920x1050&quality=96&type=album

Подскажите пожалуйста в каком месте у меня ошибка. Не понимаю совершенно, почему теория не сходится с практикой.

P.S. Кстати, из-за того что LC-фильтр по частоте находится вне полосы ОС, обратная связь не может отработать его собственные колебания, которые появляются на каждом переходном процессе, что сильно портит картину. Я пытался "втащить" частоту LC в полосу ОС: сделал 5мкГн и 280мкФ (f=6.5kHz), скомпенсировал разворот фазы внедрением дифференциатора параллельно верхнему плечу делителя. Короче говоря опять сделал идеальный интегратор, но никак не получилось побороть самовозбуждение на резонансной частоте.

P.P.S. Почему в литературе пишут, что компенсация источника с управлением по пиковому току ПРОЩЕ от того, что оно избавляет от полюса второго порядка? Не понимаю в чём сложность добавить дифференциальную составляющую в регулятор? На практике у меня легко получилось настроить источник с управлением по среднему напряжению, а вот с "простым" пиковым током ничего не получается уже долго)))

P.P.P.S. Могу выслать спайс файлы, пишите hablof@yandex.ru

Не надо ничего высылать. Просто выложите файлы на свой яндекс-диск, а здесь приведите ссылки на них.

_________________
"Древние украли все наши лучшие идеи!"
- Марк Твен.

Загрузил
https://disk.yandex.ru/d/Brc3lznyI4c3dw

Считаю необходимым добавить, что выходное напряжение источника 5 В, номинальная нагрузка 0,5 Ом (50 Вт, 10 А). Все тесты проводились от входного напряжения 60 В, а при снижении входного напряжения амплитуда синуса на выходе снижалась. При работе на номинальную нагрузку источник работает в режиме неразрывного тока (CCM). Частота преобразования ~100 кГц.

Привожу расчёт трансформатора:
https://sun9-33.userapi.com/s/v1/ig2/MyhsglKcLT_Ywjs-UofPASc2cz4l7XyTf0dIls3pSuzS5G-B1xoSr8bOyxK1FJt-4NZaqJBpiyvrVLXAxK2E0DsP.jpg?size=1022x574&quality=96&type=album

Хотя программа Старичка51 вычисляет индуктивность первички как 59 мкГн, я в расчётах использовал значение ближе к индуктивности без тока (78 мкГн), как более жёсткое условие, сдвигающее RHPZ в сторону низких частот.

Гарантирует ли стабильная работа источника в CCM стабильную работу при снижении нагрузки и переходе в DCM?

Случайно получилось или какое-то специальное требование?
Для FlyBack лучше использовать DCM.

О какой теории идет речь?

Надо исследовать. Динамика преобразователя в CCM и DCM меняется.

Укажите все возможные режимы по нагрузке, выходному и входному напряжениям... Типа как здесь, чтобы все исходные данные были в одном сообщении и их не приходилось выискивать.

_________________
"Древние украли все наши лучшие идеи!"
- Марк Твен.

1. Входное напряжение питания:
Vin = 30...160 В DC.

2. Выходное напряжение:
Vout = 5 В.

3. Выходная мощность
Pout = до 50 Вт.
Ток нагрузки
Iout= до 10 А.

4. Топология преобразователя -
Flyback CCM.

5. Тип используемого ШИМ контроллера -
UCC28C42 (Peak Current Mode)

6. Данные силового трансформатора:
Первичная обмотка - 23 витка
Вторичные обмотки - 5 витков (две обмотки, выходы объединяются для более мягкой нагрузки на выходные диоды).

7. Отражённое напряжение
= 27 В.

8. Частота преобразования
f_sw = 100 кГц.

9. Выходные конденсаторы
10SVP560M - 560 мкФ, 13 мОм. По одной штуке на обе выходных обмотки.

10. Дополнительный выходной LC фильтр -
LC фильтр.
L = 2,2 мкГн (2 мкГн с учётом небольшого насыщения на токе 5А), R=3 мОм.
4шт. х C=10 мкФ (с учётом DC_bias 5 В, остаётся около 8 мкФ), Resr= такой
Частота среза ~18 кГц

11. Оптрон PS2501-K
K_I = 300...600%



Сделано специально, ради снижения омических потерь в трансформаторе, ключе и диодах. Им там и так не сладко. Думаю DCM на 50 Вт с таким широким диапазоном входного напряжения они бы не осилили.

Касательно теории... Имел в виду то, что модель в LTSpice устойчива, а реальный источник с такими же номиналами самовозбуждается. И наоборот, если построить спайс модель с номиналами, с которыми реальный источник ведёт себя устойчиво, в симуляторе получается самовозбуждение.

При моделировании не учтены собственные частотные характеристики TL431, PS2501-K и усилителя ошибки UCC28C42.

Если у нас тут обратноход на 1 кВт делали в режиме DCM, то 50 Вт вообще не проблема. А широкий диапазон входных напряжений вообще основная фишка FlyBack в режиме DCM. Потери проводимости немного выше, но зато меньше проблем с коммутацией.

_________________
"Древние украли все наши лучшие идеи!"
- Марк Твен.

Любую теорию желательно проверять. И так как в нашем распоряжении имеется отличный симулятор, то проверять в модели, а не в железе.
Например, ни что не мешает снять АЧХ преобразователя в одной или нескольких точках. Для этого, по исходным данным, создается идеализированная модель преобразователя, находится рабочая точка и затем определяется малосигнальная амплитудная и фазовая характеристика по интересуемому каналу возмущения. Идеализированная потому, что теоретические малосигнальные модели также в том или ином смысле идеализированные.
В данном случае нас интересует характеристика канала "управление-выход".
Для выделения сигнала возмущения на выходе преобразователя можно использовать высокодобротный LC-фильтр.

По результатам моделирования можно построить ЛАФЧХ исследуемого канала.

Полученная ЛАЧХ имеет три характерных участка. Первый низкочастотный участок горизонтальный, имеющий уровень 15.2 дБ. Низкочастотный участок простирается от области постоянки до частоты первого полюса Fp1 = 257 Гц. Частота Fp1 определяется параметрами выходного RC фильтра, где R равно сопротивлению нагрузки, а C суммарной ёмкости выходного конденсатора. После Fp1 ЛАЧХ приобретает наклон -20 дБ/дек и таким образом продолжается до частоты двойного полюса Fpp2 = 17790 Гц. Частота Fpp2 определяется параметрами выходного LC фильтра.
Архив с моделью преобразователя можно взять здесь.

_________________
"Древние украли все наши лучшие идеи!"
- Марк Твен.

Всем добрый вечер!

Возник вопрос по устойчивости преобразователей. не запускается AC анализ в LTSpice,
возможно что-то напyтал в схеме так как в этой теме не сильно разбираюсь.
не могу понять в чем проблема , просьба посмотреть в чем ошибаюсь.
ошибка "failed to find DC operating point for AC analysys"
модель здесь: https://dfiles.eu/files/qp4oyuxfy

AC анализ может производится только для линейных и непрерывных схем. Импульсные источники питания к таковым не относятся. Для них создаются специальные эквивалентные линейные малосигнальные модели, которые затем подвергаются AC анализу.

_________________
"Древние украли все наши лучшие идеи!"
- Марк Твен.

Ну так, если я правильно понимаю, учёт этих частотных характеристик может добавить в передаточную функцию нулей первого порядка, что ещё дальше заставит фазу отставать и добавит ослабления после некоторой частоты.

Источник же самовозбуждается на частоте резонанса LC, то есть сдвиг фазы он там точно наберёт и без дополнительных полюсов, а дополнительный спад только уменьшит усиление на резонансной частоте. То есть, по идее эти характеристики добавят устойчивости а не уберут её. В чём я не прав?